摘要： 提出了一種基于耗盡型工藝的單節(jié)鋰離子電池充電保護(hù)芯片設(shè)計(jì)。闡述了此芯片的設(shè)計(jì)思想及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)， 并對(duì)芯片關(guān)鍵電路的獨(dú)特設(shè)計(jì)方法及原理進(jìn)行了詳細(xì)分析，特別是基準(zhǔn)電路和偏置電路，利用耗盡型工藝使電路具有非常低的電源啟動(dòng)電壓和功耗。在Hspice 中仿真了采用0.6 μm 的n 阱互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（ CMOS） 工藝制作全局芯片的測(cè)試結(jié)果。驗(yàn)證了此芯片具有過(guò)電壓檢測(cè)、過(guò)電流檢測(cè)、0 V 電池充電禁止等功能， 可用于單節(jié)鋰離子電池充電的一級(jí)保護(hù)。
0 引言
便攜式電子產(chǎn)品正向輕量化、超小型化發(fā)展，為此鋰離子電池得到廣泛應(yīng)用，比較常見(jiàn)的正極材料為鈷酸鋰和錳酸鋰的鋰離子電池，還有磷酸鐵鋰電池和磷酸鐵錳電池等。 鋰離子電池以能量高、壽命長(zhǎng)、無(wú)記憶性、無(wú)污染等特點(diǎn)排在電池行業(yè)的最前列。但是鋰離子電池和其他很多類(lèi)型的電池一樣極易出現(xiàn)過(guò)充電、過(guò)放電等現(xiàn)象，這些情況對(duì)鋰離子電池更容易造成損害， 從而縮短它的使用壽命。所以要求鋰電池充電應(yīng)具有一級(jí)保護(hù)功能。
目前國(guó)內(nèi)還沒(méi)有這種電池保護(hù)的核心技術(shù)， 本文設(shè)計(jì)了一種鋰離子電池充電保護(hù)電路， 此保護(hù)電路的電壓、電流源基于耗盡型工藝設(shè)計(jì)，便于實(shí)現(xiàn)低功耗。另外此保護(hù)電路的供電電壓來(lái)源于電池電壓， 所以要求此保護(hù)芯片在電池電壓變化范圍（ 1~8 V）內(nèi)正常工作。本文設(shè)計(jì)的保護(hù)電路以低功耗、高精度、高能量密度、高內(nèi)阻、高安全性等特性脫穎而出，因此這種鋰離子電池保護(hù)電路的應(yīng)用得到了普及。
1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)
此芯片是單節(jié)電池的保護(hù)電路并且過(guò)電壓、過(guò)電流的檢測(cè)延遲時(shí)間是可改變的， 其系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖如圖1 所示， 芯片設(shè)計(jì)VDD、VSS、DP、CO、DO、VM 6 個(gè)引腳。通常情況下， 即電池沒(méi)發(fā)生過(guò)充電、過(guò)放電事件時(shí)， CO、DO 都為高電平， DP 端子懸空，圖1 中右半部分的6 個(gè)MOSFET是耐高壓管。
工作原理是通過(guò)監(jiān)視連接在VDD 和VSS 之間的電池電壓及VM 和VSS 之間的電壓差控制充電器的充電和放電。
1.1 通常狀態(tài)的設(shè)計(jì)
如圖1 所示， 通常狀態(tài)下， 即電池電壓在過(guò)放電檢測(cè)電壓（VDL） 以上且在過(guò)充電檢測(cè)電壓（VCU） 以下， VM 端子的電壓在充電器檢測(cè)電壓（VCHA） 以上且在過(guò)電流1 檢測(cè)電壓以下的情況下，設(shè)計(jì)振蕩器模塊不工作， 充電控制用MOSFET 和放電控制用MOSFET 的兩方均打開(kāi)。這時(shí)可以進(jìn)行自由的充電和放電。
1.2 過(guò)電壓檢測(cè)的設(shè)計(jì)
當(dāng)電池出現(xiàn)過(guò)充電時(shí)， 過(guò)充比較器跳變， 過(guò)充電檢測(cè)電壓VCU 從H 變成L, 經(jīng)過(guò)過(guò)充電檢測(cè)延遲時(shí)間后， 禁止電池充電。同時(shí)， 電路的輸出TCU 為H, 經(jīng)過(guò)一個(gè)反饋電路使過(guò)充電比較器的輸入電壓升高，所以電池電壓必須下降更多才能使比較器輸出變?yōu)镠.這就實(shí)現(xiàn)了過(guò)充電滯后電壓的設(shè)計(jì)過(guò)程。
當(dāng)電池過(guò)放電時(shí)， 過(guò)放電檢測(cè)電壓VDL 從H 變?yōu)長(zhǎng), 經(jīng)過(guò)時(shí)間TDL 后， 禁止電池放電。此時(shí)， 通過(guò)0 V 充電禁止模塊使VM 升高， 從而五個(gè)比較器的使能端SD 跳變?yōu)闊o(wú)效狀態(tài)， 此時(shí)電路中的五個(gè)比較器都不工作， 而且振蕩器也不工作， 電路進(jìn)入休眠狀態(tài)。當(dāng)VM 降低使SD 再次發(fā)生改變時(shí)， 電路解除休眠狀態(tài)。休眠狀態(tài)的電流不能超過(guò)100 nA.
1.3 過(guò)電流檢測(cè)的設(shè)計(jì)
當(dāng)VM 端子電壓大于過(guò)電流1 檢測(cè)電壓， 并且這個(gè)狀態(tài)在過(guò)電流1 檢測(cè)延遲時(shí)間以上時(shí)， 關(guān)閉放電用的FET 從而停止放電。
當(dāng)VM 端子電壓大于過(guò)電流2 檢測(cè)電壓， 并且這個(gè)狀態(tài)在過(guò)電流2 檢測(cè)延遲時(shí)間以上時(shí)， 關(guān)閉放電用的FET 從而停止放電。
通過(guò)不同環(huán)形振蕩器的振蕩頻率， 調(diào)整過(guò)電流的檢測(cè)延遲時(shí)間的長(zhǎng)短， 可及時(shí)停止放電。
2 關(guān)鍵電路的實(shí)現(xiàn)
本文從低功耗、低成本、寬工作電壓范圍等考慮， 提出基于耗盡型工藝的獨(dú)特設(shè)計(jì)方法。
基準(zhǔn)電壓源電路、過(guò)充過(guò)放遲滯電路、0 V 充電禁止電路、振蕩器電路在整個(gè)芯片中起到關(guān)鍵的作用。其中多處的基準(zhǔn)電壓源電路分別為各比較器提供合適的參考電壓和為振蕩器提供合適的起振電壓，并且使比較器和振蕩器工作在弱反型區(qū)。此處不對(duì)各基準(zhǔn)電壓源的具體數(shù)值單獨(dú)分析， 只對(duì)其原理作詳細(xì)的分析。
2.1 基準(zhǔn)電壓源電路
傳統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源電路由帶隙基準(zhǔn)電路、帶隙基準(zhǔn)啟動(dòng)電路、比較器電路和電阻分壓網(wǎng)絡(luò)組成。
但本文的電源電壓有時(shí)工作在2 V, 此時(shí)傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電路由于電源電壓太低而無(wú)法工作在正常的區(qū)域； 整個(gè)片子要求的功耗非常小，若采用傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電路功耗會(huì)過(guò)大。本文提出了更有效的辦法， 用耗盡型工藝取代了原始的BiCMOS 工藝。
電路如圖2 所示，M84 為耗盡型管子， 其閾值電壓是可調(diào)的。在版圖設(shè)計(jì)中M84 單獨(dú)設(shè)計(jì)在一個(gè)隔離層中， 避免其他器件的干擾。
該電路是具有負(fù)反饋功能的基準(zhǔn)電路，產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓Vbd、Vb1、V b2.因?yàn)殡娫丛诜钦Ｇ闆r下波動(dòng)范圍很大， 所以電容C 的作用是使電路對(duì)電源波動(dòng)太大時(shí)不敏感； SD 是電路工作的使能端， 低電平有效； R22、R21、R25 構(gòu)成負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)， R23、R24 構(gòu)成分壓電路。
當(dāng)耗盡型MOS 管M84 工作在線性區(qū)時(shí)， 由于VGS84=0, 則M84 為一個(gè)電阻， M81 和M82 將處于飽和區(qū)工作， 輸出電壓可以負(fù)反饋回來(lái)從而穩(wěn)定輸出。
其推導(dǎo)公式為：
當(dāng)耗盡型MOS 管M84 工作在飽和區(qū)時(shí)， VGS84=0,M84 為一個(gè)恒流源， 所以VGS82 恒定， 即Vbd 不變，從而輸出Vb1、Vb2 也保持不變。其中Vbd、Vb1、Vb2分別為過(guò)充電、過(guò)放電比較器提供基準(zhǔn)電壓， 并且為延時(shí)產(chǎn)生電路提供偏置電壓。其推導(dǎo)公式為：
要使式（ 7） 等于式（ 10） , 即無(wú)論M84 工作在什么區(qū)域VGS82 都不變， 則：
所以可以通過(guò)調(diào)節(jié)M84 和M82 的寬長(zhǎng)比（W/L） 使之滿(mǎn)足式（ 11） , 使VGS82 保持恒定； 通過(guò)調(diào)小管子的閾值電壓（ 調(diào)節(jié)管子的摻雜濃度）來(lái)減小基準(zhǔn)電壓源的電流從而減小功耗。采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝在Hspice 中仿真的結(jié)果如圖3 所示。
2.2 過(guò)充電、過(guò)放電遲滯電路
為了更快地解除過(guò)充電、過(guò)放電狀態(tài)， 圖1 中過(guò)充電、過(guò)放電比較器的輸入差分電壓須隨電源電壓的改變而改變， 當(dāng)電池過(guò)充或過(guò)放時(shí)，輸出電壓隨電源電壓變化的比例不同， 因此設(shè)計(jì)出圖4 所示的遲滯電路。
由圖4 可知， 通過(guò)控制TCU 和TDL 的開(kāi)關(guān)來(lái)控制MN1 和MP1 的導(dǎo)通與關(guān)斷， 達(dá)到調(diào)節(jié)點(diǎn)IN_CON 和IN_ODP 電壓大小的目的， 以實(shí)現(xiàn)遲滯效應(yīng)。當(dāng)輸出信號(hào)在和過(guò)充比較器和過(guò)放比較器相比較時(shí)， 比較基準(zhǔn)電壓不變，計(jì)算過(guò)充電、過(guò)放電的遲滯電壓分別為：
由式（ 12） 和（ 13） 可知， 根據(jù)具體設(shè)計(jì)要求的不同， 調(diào)節(jié)R26、R27、R28、R29、R30 和R31 的大小及比例關(guān)系以達(dá)到實(shí)現(xiàn)不同遲滯電壓的目的。
2.3 0 V電池充電禁止電路
當(dāng)電池電壓低于一定值時(shí)， 使CO 輸出為低電平從而禁止充電器對(duì)電池進(jìn)行充電。在此過(guò)程中因?yàn)閂DD 比較低VM 會(huì)變得很負(fù)， 所以VDD 和VM 之間易形成很大的電流， 則VDD 到VM 之間的每一條支路上要有比較大的電阻。采用如圖5 所示的電路來(lái)控制CO 的電壓和VDD 到VM 之間的電流。
圖5 中M1、M2、M3、M4、Rl 和R2 組成的電路完成電平轉(zhuǎn)換功能， 抑制功能主要由M5、M6 和R3完成， M7、M8、M9、M10 和R4 組成的與非門(mén)在電平轉(zhuǎn)換功能和0 V 抑制功能之間進(jìn)行選擇。電路需要將邏輯低電平轉(zhuǎn)化為與VM 相同的電位。而VM的電位有可能很負(fù)， 在電路轉(zhuǎn)換瞬間， VDD 和VM之間的高電壓很容易將普通的MOS 管擊穿，基于此， 本電路的所有管子都采用高壓非對(duì)稱(chēng)管。
0 V 電池抑制功能發(fā)生在充電過(guò)程中， 此時(shí)，IN_ LCB=0, IN_ LC=1,VA 為高電平。當(dāng)電池電壓VDD 在1.2 V 左右時(shí)， 就認(rèn)為它是內(nèi)部短路。在這種情況下充電， 充電電流一定很大， 導(dǎo)致VM 的電位下降很大， VDD 的下降使M5 關(guān)閉， VM 的下降使M6 導(dǎo)通， 從而VB 由低電平轉(zhuǎn)化為高電平（此時(shí)的VDD 電壓為0 V 電池充電禁止電壓V0INH） , CO 電位因此接近VM 電位。
模擬結(jié)果如圖6 顯示， 在VDD 降到1V 以下時(shí)，CO 端輸出與VM 相同的電平， 關(guān)斷充電回路， 實(shí)現(xiàn)0V 電池充電禁止功能。
3 芯片的測(cè)試結(jié)果
采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝， 芯片的電特性參數(shù)測(cè)試結(jié)果如表1 所示。其中T 表示溫度，在沒(méi)有特殊說(shuō)明的情況下均為T(mén)=25 ℃。表1 表明所設(shè)計(jì)的芯片滿(mǎn)足寬的電壓工作范圍、寬的溫度工作范圍和低功耗的特點(diǎn)。
表1 CMOS 芯片的電特性
4 結(jié)語(yǔ)
本文對(duì)單節(jié)鋰離子電池的充電保護(hù)芯片的功能原理進(jìn)行了闡述， 詳細(xì)分析了基于耗盡型工藝的關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)原理，重點(diǎn)分析了基于耗盡型工藝的低功耗基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)，測(cè)試結(jié)果顯示所設(shè)計(jì)的芯片滿(mǎn)足低功耗、低成本、寬工作電壓范圍的要求，可用于便攜式電子產(chǎn)品和醫(yī)療測(cè)試儀器的鋰離子電池的一級(jí)保護(hù)。 |
